Det er muligt at bruge de enkle diode-kondensatorkredsløb, der er beskrevet ovenfor, til at fordoble spændingen i en jævnstrømskilde ved at sætte et chopperkredsløb foran spændingsfordobleren. Dette konverterer i realiteten jævnstrømmen til vekselstrøm, inden den anvendes til spændingsfordobleren. Man kan opbygge mere effektive kredsløb ved at drive koblingsenhederne fra et eksternt ur, således at begge funktioner, hakning og multiplikation, udføres samtidig. Sådanne kredsløb er kendt som kredsløb med omskiftede kondensatorer. Denne fremgangsmåde er især nyttig i lavspændingsbatteridrevne applikationer, hvor integrerede kredsløb kræver en spændingsforsyning, der er større end batteriet kan levere. Ofte er et ur-signal let tilgængeligt på det integrerede kredsløb, og der er kun lidt eller intet ekstra kredsløb nødvendigt for at generere det.
Den måske enkleste konfiguration med koblede kondensatorer er måske den, der er vist skematisk i figur 5. Her oplades to kondensatorer samtidig parallelt til den samme spænding. Derefter slukkes forsyningen, og kondensatorerne kobles i serie. Udgangen tages fra de to kondensatorer i serie, hvilket resulterer i en udgang, der er dobbelt så stor som forsyningsspændingen. Der er mange forskellige koblingsenheder, der kan anvendes i et sådant kredsløb, men i integrerede kredsløb anvendes ofte MOSFET-enheder.
Et andet grundlæggende koncept er ladningspumpen, hvoraf en version er vist skematisk i figur 6. Ladningspumpekondensatoren, CP, oplades først til indgangsspændingen. Derefter skiftes den til at oplade udgangskondensatoren, CO, i serie med indgangsspændingen, hvilket resulterer i, at CO til sidst bliver opladet til det dobbelte af indgangsspændingen. Det kan tage flere cyklusser, før det lykkes ladningspumpen at oplade CO fuldt ud, men efter at stabil tilstand er nået, er det kun nødvendigt for CP at pumpe en lille mængde ladning svarende til den mængde, der tilføres belastningen fra CO. Mens CO er afbrudt fra ladningspumpen, aflades den delvist i belastningen, hvilket resulterer i en ripple på udgangsspændingen. Denne ripple er mindre ved højere clockfrekvenser, da udladningstiden er kortere, og den er også lettere at filtrere. Alternativt kan kondensatorerne gøres mindre for at opnå en given ripple-specifikation. Den praktiske maksimale clockfrekvens i integrerede kredsløb ligger typisk i hundredvis af kilohertz.
Dickson-ladningspumpeRediger
Dickson-ladningspumpen, eller Dickson-multiplikatoren, består af en kaskade af diode/kondensatorceller med bundpladen på hver kondensator drevet af et clockimpulstog. Kredsløbet er en modifikation af Cockcroft-Walton-multiplikatoren, men tager en jævnstrømsindgang, hvor urtrækkene leverer skiftesignalet i stedet for vekselstrømsindgangen. Dickson-multiplikatoren kræver normalt, at skiftende celler drives af clockimpulser med modsat fase. Da en spændingsfordobler, som vist i figur 7, imidlertid kun kræver ét multiplikationstrin, er der kun behov for ét ur-signal.
Dickson-multiplikatoren anvendes ofte i integrerede kredsløb, hvor forsyningsspændingen (f.eks. fra et batteri) er lavere end den, der kræves af kredsløbene. Ved fremstilling af integrerede kredsløb er det en fordel, at alle halvlederkomponenterne er af stort set samme type. MOSFET’er er almindeligvis standardlogikblokke i mange integrerede kredsløb. Derfor erstattes dioderne ofte af denne type transistor, som dog er koblet til at fungere som en diode – et arrangement, der kaldes en diodekoblet MOSFET. Figur 8 viser en Dickson-spændingsfordobler, der anvender diodefortrådte n-kanals Enhancement Type MOSFET’er.
Der findes mange variationer og forbedringer af den grundlæggende Dickson-ladningspumpe. Mange af disse har til formål at reducere virkningen af transistorens dræn-source-spænding. Dette kan være meget væsentligt, hvis indgangsspændingen er lille, f.eks. et lavspændingsbatteri. Med ideelle koblingselementer er udgangen et helt multiplum af indgangen (to for en fordobler), men med et enkeltcellebatteri som indgangskilde og MOSFET-switche vil udgangen være langt mindre end denne værdi, da en stor del af spændingen vil falde på tværs af transistorerne. I et kredsløb med diskrete komponenter ville Schottky-dioden være et bedre valg af koblingselement på grund af dens ekstremt lave spændingsfald i tændt tilstand. Designere af integrerede kredsløb foretrækker imidlertid at bruge den let tilgængelige MOSFET og kompenserer for dens utilstrækkeligheder med øget kredsløbskompleksitet.
Som eksempel kan nævnes, at en alkalisk battericelle har en nominel spænding på 1,5 V. En spændingsfordobler med ideelle koblingselementer med nul spændingsfald vil give det dobbelte, nemlig 3,0 V. Imidlertid skal dræn-source-spændingsfaldet for en diodeforbundet MOSFET, når den er i tændt tilstand, være mindst gate-tærskelspændingen, som typisk kan være 0,9 V. Denne spændings “fordobler” vil kun lykkes med at øge udgangsspændingen med ca. 0,6 V til 2,1 V. Hvis der også tages hensyn til faldet over den sidste udglatningstransistor, vil kredsløbet måske slet ikke kunne øge spændingen uden at bruge flere trin. En typisk Schottky-diode kan på den anden side have en spænding i tændt tilstand på 0,3 V. En fordobler, der anvender denne Schottky-diode, vil resultere i en spænding på 2,7 V eller ved udgangen efter udglatningsdioden 2,4 V.
Krydskoblede skiftede kondensatorerRediger
Kredsløb med krydskoblede koblede kondensatorer kommer til deres ret ved meget lave indgangsspændinger. Trådløst batteridrevet udstyr som f.eks. personsøgere, bluetooth-enheder og lignende kan kræve, at et enkeltcellebatteri fortsat leverer strøm, når det er afladet til under en volt.
Når uret ϕ 1 {\displaystyle \phi _{1}\ }
er lavt, slukkes transistor Q2. Samtidig er uret ϕ 2 {\displaystyle \phi _{2}\ }
er høj og tænder transistor Q1, hvilket resulterer i, at kondensator C1 bliver ladet til Vin. Når ϕ 1 {\displaystyle \phi _{1}\\ }
bliver høj, skubbes den øverste plade af C1 op til det dobbelte af Vin. Samtidig lukker afbryder S1, så denne spænding vises på udgangen. Samtidig tændes Q2, så C2 kan oplades. På den næste halve cyklus vil rollerne være omvendt: ϕ 1 {\displaystyle \phi _{1}\ }
vil være lav, ϕ 2 {\displaystyle \phi _{2}\ }
vil være høj, S1 vil åbne og S2 vil lukke. Udgangen forsynes således med 2Vin skiftevis fra hver side af kredsløbet.
Tabet er lavt i dette kredsløb, fordi der ikke er nogen diodefortrådte MOSFET’er og de dermed forbundne tærskelspændingsproblemer. Kredsløbet har også den fordel, at ripplefrekvensen fordobles, fordi der reelt er to spændingsfordoblere, der begge forsyner udgangen fra udefasede ure. Den primære ulempe ved dette kredsløb er, at de omstrejfende kapacitanser er langt mere betydelige end ved Dickson-multiplikatoren og tegner sig for den største del af tabene i dette kredsløb.